Цифровой обработки сигналов

Исходя из полученных данных в разделе 1.1.6, рассчитаем для каждой манипуляции эффективность использования  полосы пропускания:

ASK и PSK 360/180=2;

FSK 180/(2DF+360);

MPSK 180/360=2   при М=2   ;

MРSK180/180=1 при М=4   :

QAM16 180/112,5 =1,6.

QAM32 180/90=2.

QAM64 180/75=2,4.

QAM128 180/64,286 =2,8.

QAM256 180/56,25 =3,2.

Данные занесем в таблицу 1.1

 

Таблица 1.1

Вид манипуляции	Ширина полосы пропускания, МГц	Эффективность использования
ASK	360	2
PSK	360	2
FSK	180/(2DF+360)	-
MPSK(M=4)	360	0,5
MPSK(M=2)	180	1
QAM16	93,75	1,6
QAM32	90	2
QAM64	75	2,4
QAM128	64.286	2,8
QAM256	56,25	3,2

 

Выбор вида модуляции направлен  на достижение следующих основных целей:

- минимизации вероятности  ошибки на бит;

- минимизацию требуемого  энергетического потенциала;

- максимизацию спектральной  эффективности;

- минимизацию сложности  аппаратуры формирования и обработки  сигналов.

Правильный выбор вида модуляции одна из важнейших задач  при проектировании систем связи. Более  сложные модуляции весьма эффективны с точки зрения использования  спектра, но они требуют высокого отношения несущая-шум для работы при данной вероятности ошибок (рис. 1.9).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок.1.9 - Коэффициент  ошибок в зависимости от отношения  сигнал— шум с числом уровней  КАМ в качестве параметра

Когда целью является высокая  эффективность использования спектра, наиболее часто пользуют схемы модуляции  КАМ с различным количеством  позиций в совокупности. Эти типы модуляции обеспечивают максимальную гибкость в применении: путем изменения  только числа битов/символов, приходящихся на один символ (или другими словами, числа позиций совокупности), можно  добиться соответствия данному частотному плану При выборе мощности передатчика  необходимо учитывать, что при КАМ  среднее значение мощности всегда меньше максимальной мощности усилителя. Отношение  пикового и среднего значений мощностей  сигналов для различных форматов КАМ приведены в таблице 1.3 в [4].

При сравнении ширины  полосы пропускания  и спектральных эффективностей приведенных выше способов модуляции лучше использовать КАМ  модуляцию с большим индексом, например КАМ256, но следует учесть, что  чем больше индекс КАМ тем больше  увеличивается влияние различных  искажений и ошибок при модуляции  и демодуляции, которые приводят к уменьшению отношения сигнал/шум.

Построим систему с  использованием формата модуляции  КАМ32.

 

3.    Определение необходимого значения отношения сигнал/шум для обеспечения заданного качества приёма символа сообщения с учётом оценок не идеальности характеристик и параметров типовых функциональных узлов ЦСП.

 

     В соответствии со стандартом IEEE 802.16 для обеспечения вероятности ошибки 30х10^-8 необходимо обеспечить отношение сигнал/шум 25,5 дБ, рисунок 1.9.

Не идеальность параметров приемопередающей аппаратуры системы  связи приводит к необходимости  увеличения полученного значения отношения  сигнал/шум.

Зададим требования к статической  фазовой ошибке и линейным искажениям сигнала в канале связи и используя  таблицы 1.1 – 1.8 [1] определим необходимое  отношение сигнал/шум для системы  связи с реальными характеристиками. При Δφ = 2 градуса отношение сигнал/шум  должно быть увеличено на 2 дБ. Наличие  неравномерности сквозной АЧХ тракта требует  увеличение отношения сигнал/шум  на 0.9 дБ при формате модуляции 32 КАМ и линейном наклонном искажении амплитуды 1.55 дБ, таблица 1.5 [1].

         Наличие параболического искажения групповой задержки равного 20 % длительности символа, требует увеличения отношения сигнал/шум на 0.75 дБ. Результирующее значение отношения сигнал/шум на выходе СВЧ модуля должно составить.

С/Ш=25,5+2+0.9+0.75=29.15 дБ

Определим необходимое значение полосы пропускания СВЧ модуля для  передачи цифрового потока 180 Мбит/с  в формате 32 КАМ.

 

где 1.25 – коэффициент  увеличения полосы пропускания реального  тракта по сравнению с шириной  полосы частот по Найквисту.

МГц

Тогда Δf₁=45МГц. Это ширина одностороннего спектра для модулированного сигнала.

       Вывод: в данном разделе мы провели анализ различных видов модуляций, выбрали тип модуляции, выбрали необходимые характеристики для этого вида модуляции в нашем конкретном случае и теперь можем приступить к выбору схемы устройства и её комплектующих.

 

 

 

 

 

 

          2 РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ СХЕМ УЗЛОВ             

           ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКА ЦСП

 

          2.1 Функциональная схема цифрового передатчика

 

На рисунке 2.1 приведена упрощенная структурная схема передающего оконечного оборудования (цифрового передатчика). Согласно Рекомендации F.59б МСЭ-Р цифровые системы радиосвязи могут соединяться с другим оборудованием только на вполне определенных иерархических цифровых скоростях.

Рисунок 2.1 — Цифровой передатчик

1 – Устройство объединения входных цифровых потоков; 2 – Кодер; 3 – Скремблер; 4 – Формирователь четных и нечетных импульсов (синфазного и квадратурного потоков)

       Предположим, что на вход устройства формирования синфазного и квадратурного потоков цифрового передатчика поступает 4 цифровых потока Е и служебная информация. Эти потоки объединяются и кодируются самоортогональным сверточным кодом со скоростью 18/19 для обеспечения возможности исправления ошибок. В результате скорость цифрового потока имеет эффективную скорость передачи 180 Мбит/с. Этот процесс группообразования является внутренним делом для радиосистемы и не стандартизован МСЭ-Т, что не имеет никаких негативных последствий для заказчика, потому что входы и выходы цифровых систем имеют стандартизованные иерархические скорости.  Информационные биты далее скремблируются в синхронизированном скремблере, что позволяет обеспечивать гладкий излучаемый спектр, свободный от спектральных линий, которые могли бы вызвать значительные помехи в аналоговых радиоканалах, а также гарантирует эффективную синхронизацию и восстановление несущей. Далее сформированный цифровой поток разбивается на два потока, имеющих в два раза меньшую скорость-90Мбит/c. Эти потоки используются для формирования синфазного цифрового потока (J) и квадратурного цифрового потока (Q). Затем в цифроаналоговых преобразователях (ЦАП) из трех импульсов каждого потока формируются 8-уровневый импульсно - амплитудный формат как в синфазном (J), так и в квадратурном (Q) каналах. Синфазный (J) и квадратурный  (Q) каналы, перемножаются с синфазной (cos ) и квадратурной (sin ) составляющими сигнала промежуточной частоты, например 300 МГц.

     Временные зависимости сигналов формирования КАМ показаны на рисунках 2.2. – 2.7. На рисунке 2.2 показан входной цифровой поток 180 Мбит/с. На рисунках 2.3 – 2.4 показаны сформированные из входного потока синфазный (нечетные импульсы входного цифрового потока, 1,3,5 импульсы) и квадратурный (четные импульсы входного цифрового потока, 2,4,6 импульсы) потоки. На рисунке 2.5 и рисунке 2.6 представлены значения квадратурных составляющих J и Q, сформированных на выходе ЦАП. На рисунке 2.7 показано изменение амплитуды и фазы выходного сигнала промежуточной частоты.

Рисунок 2.2 — Входной цифровой поток

Рисунок 2.3 — Синфазный  цифровой поток

Рисунок 2.4 — Квадратурный цифровой поток

Рисунок 2.5 — Изменение  составляющей J(t) на выходе ЦАП

Рисунок 2.6 — Изменение  составляющей Q (t) на выходе ЦАП

Рисунок 2.7 — Изменение  амплитуды и фазы выходного сигнала  цифрового передатчика

 

Из  рисунка 2.7. видно, что  при КАМ имеет место изменение  амплитуды и фазы выходного сигнала, что требует высокой линейности амплитудных характеристик усилителей цифровой РРЛ и малых амплитудно-фазовых  преобразований (зависимости фазы выходного  сигнала усилителя от амплитуды  входного сигнала).

 

            2.2 Функциональная схема цифрового приемника.

 

Упрощенная структурная  схема цифрового приемника, показана на рисунке 2.8, где СК – устройство выделения несущей частоты (схема Костаса); БМ–балансный модулятор; АЦП–аналогово-цифровой преобразователь;

 

Рисунок 2.8 — Цифровой приемник

 

Принимаемый сигнал всегда состоит из суммы полезного сигнала  и шума, рисунок 2.9.

                   Рисунок 2.9 — Сигнал на входе цифрового приемника

 

Устройство восстановления  несущей частоты формирует квадратурные составляющие промежуточной частоты 70 МГц, что позволяет обеспечить когерентную демодуляцию принимаемого сигнала 32-КАМ и выделить на выходе аналоговых  перемножителей (преобразователей частоты) импульсы с амплитудами  J и Q (аналогичные импульсам J и Q передатчика, приведенным на рисунках 2.10-2.11).

              Рисунок 2.10 — Синфазный сигнал на выходе фазового детектора цифрового приемника

Рисунок 2.11 — Квадратурный сигнал на выходе фазового детектора  цифрового приемника

На выходах трехразрядных  АЦП формируются синфазный и  квадратурный цифровые потоки, имеющие  скорость 90 Мбит/c, (соответствуют цифровым потокам передатчика рис.2.3, рис. 2.4). В схеме выделения цифровых потоков, цифровые потоки J и Q объединяются, разуплотняются и дескремблируются. После разуплотнения происходит исправление ошибок и формирование выходных потоков (4 потока формата E и цифровой поток служебного канала).

 

2.3 Функциональная  схема системы синхронизации  на стороне                

       приема

 

Одним из недостатков КАМ  является трудность восстановления спектральной составляющей на несущей  частоте. Однако существуют специальные  схемы построения  выделителя несущей  частоты, которые позволяют с  определённой погрешностью получить желаемый параметр.

Восстановление несущей  может производиться двумя различными методами:

1. Применить быстро осуществляемое восстановление несущей в схеме с ФАПЧ или узкополосный фильтр. Одно такое устройство может выделять пакеты от всех земных станций. Однако, шумовая полоса устройства восстановления несущей должна быть относительно широкой, чтобы обеспечить быстрый отклик за время преамбулы.
2. Применить несколько стробируемых во времени устройств восстановления несущей или одно устройство ФАПЧ с временным уплотнением и запоминанием фазы от цикла к циклу. Этот метод позволяет

применять сравнительно узкополосные устройства восстановления несущей, которые  работают по основной спектральной компоненте, стробируемой во времени  несущей. 

Рассмотрим одну из самых  распространённых схем выделителя несущей  частоты — схему Костоса, или синфазно-квадратурную схему, показанную на рисунке 2.12.

Устройство выделения  несущей частоты [2,стр28] схема Костаса. Эта схема восстановления использует одновременно две параллельные схемы отслеживания сигнала (I и Q) для одновременного выделения составляющих I и Q сигнала, который управляет ГУН . Синфазная схема Q использует сигнал ГУН, сдвинутый на 90º. Если частота ГУН равна частоте подавленной несущей, то произведение  сигналов I и Q создаёт напряжение рассогласования, пропорциональное рассогласованию фазы в ГУН. Напряжение рассогласования контролирует фазу  и, таким образом, частоту ГУН.

Рисунок 2.12 — Схема Костаса.

 

 

     2.4. Функциональная схема СВЧ-тракта (СВЧ-Т) передачи /приема ЦСП.

 

Функциональная  схема передающего тракта представлена на рисунке 2.13:

Рисунок 2.13 - функциональная схема РПдУ  СВЧ тракта, УС – усилитель, СМ- смеситель, ПФ – полосовой фильтр, Атт.- аттенюатр, ФВ – ферритовый вентиль.

Сигнал с модулятора на промежуточной частоте 300 МГц поступает на предварительный усилитель, после чего поступает на смеситель. В смесители происходит перенос с ПЧ на СВЧ, фильтр ПФ1 пропускает сигнал на несущей частоте, отфильтровывая побочные составляющие, далее сигнал усиливается усилителями УС2 и УС3, так как УС2 и УС3 усиливают на фиксированное значение, необходимое значение мощности сигнала настраивается с помощью аттенюатора. Полосовой фильтр ПФ2 необходим для фильтрации побочных частот, образовавшихся в результате нелинейных искажений в УС2 и УС3. Ферритовый вентиль ФВ не пропускает отраженный сигнал обратно в тракт передатчика.