Принцип работы преобразователя частоты

Введение 
 
 
В настоящее время, быстрого развития компьютерной техники, сотовой телефонии, линий связи и передачи информации, существует острая связь в понимании и практическом применении способов кодирования и декодирования информации. 
 
Аналого-цифровой преобразователь (^ АЦП) осуществляет преобразование аналогового сигнала (непрерывный спектр), в сигнал с дискретной формой значений. Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) производит обратное преобразование цифрового (дискретного) сигнала в аналоговый. 
 
Например, путём преобразования в цифровую форму с помощью АЦП, расположенного у источника информации, таких реально существующих переменных, как, температура, скорость и звук, и последующего восстановления тех же самых сигналов с помощью ЦАП, расположенном на оконечном устройстве. 
 
Преимущества цифровых методов обработки информации могут быть реализованы лишь в том случае, когда АЦП и ЦАП не вносят в эту обработку ограничений по точности и быстродействию эти ограничения удаётся свести к минимуму при использовании интегральных АЦП и ЦАП. Интеграция схем преобразователей не только существенно улучшила экономические и надёжностные показатели АЦП и ЦАП, уменьшила их габариты с одновременным совершенствованием конструктивного исполнения, но и повысила быстродействие и метрологические характеристики за счёт уменьшения паразитных связей (внутренних емкостей), использования взаимной компенсации и идентичности отдельных элементов интегральных схем. 
 
В зависимости от метода преобразования и способа его реализации разработано много АЦП различных типов (АЦП параллельного преобразования, АЦП двойного интегрирования и др.). 
 
В данной работе рассматривается построение и принципы работы АЦП последовательного счёта. 
 
 
^ 1. Аналого-цифровые преобразователи  
 
   
 
Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) предназначены для преобразования аналоговых (непрерывных) сигналов в цифровую форму. Преобразование аналогового сигнала происходит в определенные моменты времени, которые называются точками отсчета. Количество отсчетов за единицу времени определяет частоту дискретизации (преобразования), которая, в свою очередь, определяется быстродействием и условиями использования АЦП. Интервал времени между отсчетами Т_отс и частота дискретизации f_пр связаны соотношением:  
 
Т_отс = 1/f_пр. 
 
В измерительной технике для преобразования медленно меняющихся процессов частота преобразования может быть установлена небольшой - единицы Герц и менее. В устройствах, где требуется преобразовывать сигналы в масштабе реального времени, частота преобразования выбирается из условия достижения максимальной точности восстановления цифрового сигнала в аналоговую форму. Например, преобразование речевого сигнала в дискретную форму. При этом частота дискретизации определяется как f_пр = 2F_мах, где F_мах - максимальная частота речевого сигнала.  
 
Для обеспечения преобразования без искажений требуется выполнение условия:  
 
t _пр < Т_отс, 
 
где t_пр - время преобразования АЦП одного отсчета.  
 
^ Основные параметры АЦП 
 
 
Точность преобразования и качество работы АЦП характеризуют следующие параметры: относительная разрешающая способность, абсолютная разрешающая способность, абсолютная погрешность преобразования, нелинейность преобразования, дифференциальная нелинейность, скорость преобразования (время одного преобразования) и максимальная частота преобразования.  
 
 
^ По принципу дискретизации и структуре построения АЦП делятся на две группы: 1-группа АЦП с применением ЦАП и 2-группа АЦП без ЦАП.  
 
К первой группе относятся:  
 
- АЦП последовательного счета (развёртывающего типа);  
 
- АЦП последовательного приближения (поразрядного уравновешивания);  
 
- следящий АЦП.  
 
К второй группе относятся:  
 
- АЦП прямого преобразования;  
 
- АЦП двойного интегрирования;  
 
- АЦП с применением генератора, управляемого напряжением (ГУН).  
 
Каждый тип АЦП имеет свои достоинства и недостатки. На практике встречаются все выше перечисленные типы АЦП.  
 
^ Сравнительные характеристики АЦП. Наибольшим быстродействием обладают АЦП прямого преобразования. Время преобразования t_пр достигает 10 -20 нсек. Они используются для преобразования сигналов сверхбыстро протекающих процессов и сигналов телевизионного изображения (цифровое телевидение). Они отличаются высокой стоимостью и большой потребляемой мощностью. Функциональная схема АЦП прямого преобразования приведена на рис.1. Она содержит 2ⁿ компараторов, делитель опорного напряжения и преобразователь позиционного кода в параллельный двоичный код. Промышленностью выпускаются 4, 6, 8 - разрядные АЦП прямого преобразования. Время преобразования этих АЦП определяется исключительно только временем распространения сигнала в компараторах t_здкр и преобразователе кодов t_здпр, т.е. t_пр = t_здкр + t_здпр.  
 
       
 
 
 
  
 
Рис. 1. Функциональная схема АЦП прямого (параллельного) преобразования. 
 
   
 
По своему быстродействию на втором месте находятся АЦП последовательного приближения (рис. 2). Время преобразования n- разрядного АЦП определяется как t_пр = nТ + 3Т, где Т - период следования тактовых импульсов, соответствующий времени выборки одного кванта. Дополнительные 3 такта используются для старта( запуска) и формирования сигналов признака завершения процесса преобразования (сигнала “конец преобразования”).  
 
 
 
Рис. 2. Функциональная схема АЦП последовательного приближения.  
 
 
Принцип работы АЦП последовательного приближения иллюстрируется на рис.3. После запуска, на выходе АЦП устатанавливается число, соответствующее половине напряжения полной шкалы U_пш / 2. Это напряжение сравнивается с входным напряжением U_вх и, в зависимости от результата сравнения, компаратор вырабатывает два сигнала: U₁ , когда U_{вых ЦАП} > U_вх и U₂ при U_{вых ЦАП} < U_вх . Если U_{вых ЦАП} меньше, чем U_вх ЛСУ вырабатывает  
 
команду, при которой к содержимому регистра последовательного приближения РПП прибавляется число, соответствующее половине напряжения, установленного в предыдущем такте. Если же U_{вых ЦАП} > U_вх , то из содержимого РПП это число вычитается (см. рис. 3). Это происходит до тех пор, пока напряжение приращения не станет равным DU_кв , т.е.  
 
U_n = DU_кв =U_пш/2^n..  
 
 
 
   
 
Рис.3 Выходное напряжение ЦАП, соответствующее десятичному значению двоичного кода АЦП. 
 
 
Наибольшим времением преобразования (среди АЦП с использованием ЦАП) обладает ^ АЦП последовательного счета t_пр = 2ⁿ Т. Они проще в изготовлении и имеют наименьшую стоимость. Погрешность преобразования таких АЦП определяется, в основном, погрешностью ЦАП и может быть доведена до значений прецизионных преобразователей. АЦП последовательного счета переводит аналоговый сигнал в цифровой последовательно, начиная с младшего значащего разряда до цифрового кода на выходе, соответствующего уровню входного аналогового напряжения АЦП. Структурная схема такого АЦП приведена на рис. 4, а.  
 
   
 
 
 
Рис.4. Структурная схема и временная диаграмма АЦП последовательного счета. 
 
 
С генератора тактовых импульсов через электронный ключ ЭК, который открывается в момент выборки входного аналогового сигнала схемой запуска (СЗ), последовательность импульсов поступает на n- разрядный двоичный счетчик (СЧ). Выход счетчика является выходом АЦП и одновременно управляет схемой ЦАП, вырабатывающей ступенчато нарастающее напряжение (см. рис. 5, б). В момент, когда выходное напряжение ЦАП станет равным входному, компаратор (СР) вырабатывает сигнал, опрокидывающий триггер (ТГ). При этом, сигнал с выхода триггера закроет электронный ключ и остановит счетчик. Содержание счетчика N_сч после его остановки будет соответствовать числу, определяемому входным аналоговым сигналом  
 
   
 
N_сч = U_вх/ DU_кв. 
 
   
 
Наибольшее число в счетчике соответствует входному напряжению, равному U_пш. При этом N_сч = 2ⁿ.  
 
^ АЦП двойного интегрирования (интегрирующий АЦП).  
 
Способ двойного интегрирования позволяет хорошо подавлять сетевые помехи. На рис. 5 приведена функциональная схема АЦП двойного интегрирования. Работа его заключается в следующем. Счетчик запускается от генератора тактовых импульсов в момент поступления на интегратор входного сигнала U_вх , из которого за время интегрирования делается выборка. За время выборки напряжение на выходе интегратора U_вых и увеличивается. В момент t_и прямое интегрирование заканчивается, входной сигнал от интегратора отключается и к его суммирующей точке подключается эталонный резистор. От времени t_и до моментов t₁ . . . t₃ продолжается разряд конденсатора интегратора с постоянной скоростью. 
 
   
 
 
 
 
Рис. 5. Функциональная схема и временные диаграммы АЦП двойного интегрирования: ЭК-электронный ключ; ПС – пороговая схема; ДЧ – делитель частоты; Г – генератор, СЛУ – счетно-логическое устройство; ИНТ – интегратор; КНУ – компаратор нулевого уровня. 
 
Интервалы времени от t_и до нулевых отметок (t₁ . . . t₃) пропорциональны уровню входного сигнала. Существенным преимуществом преобразователя является простота компенсации наводок сети промышленного питания.  
 
АЦП двойного интегрирования относится к наиболее медленно работающим преобразователям. Однако, высокая точность, низкий уровень шумов и низкая стоимость делают их незаменимыми для применения в щитовых приборах, мультиметрах, цифровых термометрах и т.п. Этому способствует также то, что результаты преобразования в интегрирующих АЦП часто представляются в десятичном коде или же в удобном виде для представления цифр десятичной системы счисления.  
 
АЦП с применением ГУН, получивших название преобразователей напряжение - частота, обладают средним временем преобразования и используются, преимущественно, в измерительных системах, например, в системах измерения скорости и торможения автомобилей, измерения ухода частоты несущей в системах связи, высокоточных накопителях информации, помехоустойчивых системах передачи данных, фильтрах и др.  
 
 
^ 2. Генератор тактовых импульсов 
 
 
В качестве ГТИ используем схему мультивибратора на логических элементах (ЛЭ) серии ТТЛ. Элементы «ИЛИ-НЕ» имеют стабильные входные и выходные токи, что позволит не применять дополнительных схемных решений для строгой фиксации временных интервалов. 
 
 
 
 
Смена состояния мультивибратора происходит при сравнении напряжения на входе DD1.1 с уровнем U_nop. Пусть в момент времени tq DD1.1 включился, a DD1.2 выключился. Положительный перепад напряжения передаётся через конденсатор С1 на вход DD1.1. Так как при этом напряжение на выходе DD1.3 равно нулю, начинается зарядка ёмкости по цепи: выход DD1.2 - С1 - R1 - выход DD1.3. 
 
По мере зарядки уменьшается ток через резистор и напряжение на нём. При достижении им уровня U_nop мультивибратор переключается в другое состояние, в котором происходит перезаряд ёмкости С1. 
 
 
 
 
^ Расчёт тактового генератора для АЦП. 
 
 
Дано: 
 
Частота – 1МГц 
 
Скважность – 4 
 
Длительность фронтов – 10-2 мкс 
 
Амплитуда – 6В 
 
Решение 
 
T=1 / F=  
 
q=T / tи =  
 
tп = Tи - tи =  
 
где T- период 
 
F - частота 
 
tи – время импульса  
 
tп – время паузы 
 
 
^ По заданным данным: 
 
Согласуемые элементы серии ТТЛà КМДП 
 
К155 à K176 
 
Нагрузочная способность ПУ – 3 
 
Частота переключения – 10 МГц 
 
Температурный диапозон - -10 - +45 
 
^ Выбираю Микросхему К155ЛИ1 
 
 
   
 
рис. а рис. б 
 
 
УГО (условно - графическое отображение) ИМС (К155ЛИ1),дано на рис. а 
 
На рис б.приведена принципиальная схема двухвходового логического элемента “И”. 
 
 
^ Параметры ИМС (К155ЛИ1) 
 
(0) Uвых = 0,4 
 
(1) Uвых = 2,4 
 
(0) Iвх = -1,6 
 
(1) Iвх = 0,04 
 
Kраз (нагрузочная способность) = 10 
 
 
Преобразователь уровней 
 
Для того, чтобы использовать выше рассмотренный генератор тактовых импульсов необходимо согласовать его выходной сигнал по амплитуде и крутизне фронтов с входами микросхем АЦП, поскольку они выполнены в основном по технологии КМОП, для обеспечения более точного преобразования аналоговых сигналов. 
 
 
 
 
Поэтому между генератором и АЦП необходимо включить преобразователь уровней типа ТТЛ - КМОП.  
 
 
 
 
 
 
Для построения схемы ПУ используем универсальные транзисторы типа КТ3102Г: (Таблица 1 ) 
 
 
Таблица 1 
 
 
 
 
^ Расчёт преобразователя уровней. 
 
 
 
Значения резисторов RK и Rб определим из условий двухсторонних ограничений: 
 
Из условия, что напряжение на выходе ПУ не должно быть меньше напряжения U1 кмоп, для наихудшего соотношения параметров определяем первое ограничение сверху на величину RK: 
 
 
 
 
Е - минимальное напряжение питания при заданном допуске; 
 
I1 кмоп и Iкбо, - максимальные значения входного тока КМОП-элемента и обратного тока коллектора транзистора VT1, которые достигаются при максимальной температуре Тмакс заданного температурного диапазона работы ПУ. 
 
Для нахождения I1 кмоп и Iкбо используем упрощенное выражение, описывающее зависимость обратного тока р-n перехода Iо от температуры окружающей среды Т: 
 
 
 
Т* - приращение температуры, при которой обратный ток Iо (То) удваивается 
 
(Т*~ (6 или 7)°С для кремния);  
 
Iо (То) - ток Iо при некоторой исходной температуре Т₀, который приводится в справочнике. 
 
 
I вх КМОП (Т макс) ~ 1,5мкА * 2 (45 C– 20 C / 6 C) =  
 
 
I кбо (Т макс) ~ 0,05мкА * 2 (45 C– 20 C / 6 C) =  
 
 
Rk < (6,05 – 6) / ((2*(48,3мкА)+(16,1мкА)) =  
 
 
Второе ограничение сверху на величину RK определяется 
 
требованиями обеспечения заданного быстродействия ПУ: 
 
 
Rк < 1 / (2,3 * f * Cн) 
 
 
где Сн = nCвх +См 
 
 
n - нагрузочная способность ПУ; 
 
С_вх - входная ёмкость КМОП - элемента; 
 
С_м - ёмкость монтажа; 
 
f - частота переключения ПУ. 
 
 
Rк <  
 
 
 
Из условия ограничения тока коллектора насыщенного транзистора VT1 максимально допустимым током I_K макс для наихудшего соотношения параметров определим ограничение снизу на величину R_K:  
 
где Е - максимальное напряжение питания при заданном допуске. 
 
Uкэн ~ Iк макс * Rкэн = 0 В 
 
Rк >  
 
 
С точки зрения уменьшения мощности, потребляемой ПУ, необходимо выбрать величину R_K наибольшей, удовлетворяющей двустороннему ограничению и в соответствии со стандартным рядом номиналов резистора. 
 
Принимаем R_K =  
 
 
Мощность рассеиваемая на резисторе R_K при насыщении транзистора VT: 
 
 
P Rк > (E - Uкэн)’ / Rк = 
 
 
Мощность резистора принимаем минимальной величиной - 0,125 Вт 
 
 
Из условия, что ток базы Iб транзистора VT не должен превышать 
 
ток I1 вых КМОП, получаем первое ограничение снизу на величину R6: 
 
 
Rб > 
 
 
еоб- напряжение на р - п переходе Б - Э насыщенного транзистора (для кремниевых транзисторов еоб ~ 0,6В) 
 
 
Rб < 
 
 
Из условия, что ток Iб не должен превышать максимально 
 
допустимый ток базы Iб макс выбранного транзистора VT, получим 
 
второе ограничение снизу на величину Rб. 
 
 
Rб >  
 
 
Для определения ограничения сверху на величину R₆ потребуем, чтобы обеспечивалась для выбранного транзистора VT степень насыщения S. Тогда 
 
 
Rб < 
 
 
Величину Rб выбираем наибольшей, удовлетворяющей двустороннему ограничению, и в соответствии со стандартным рядом номиналов резистора. 
 
Принимаем Rб = кОм. 
 
 
^ Расчёт мощности, потребляемой ПУ от источника питания. 
 
 
Если Uвх = Uo ттл, то транзистор VT находится в режиме отсечки и через резистор Rк протекает ток 2I1 кмоп + Iкбо, который будет максимальным при наибольшей температуре. Поэтому мощность, которую ПУ потребляет от источника питания Е в состоянии лог.1 на выходе, равна: 
 
 
P = E* (n* Iвх кмоп + Iкбо) = 
 
 
Если Uвх = U1 ттл, то VT насыщен и мощность, потребляемая ПУ в состоянии лог. О на выходе равна: 
 
 
P = E*Iкн = E*((E – Uкэн) / Rк) + n*Iвх кмоп) =  
 
 
^ Интегральный аналог ПУ 
 
 
 
 
рис.6 
 
 
Микросхема К176ПУ3 содержит шесть независимых преобразователей уровня без инверсии сигнала. 
 
На вывод 1 подаётся напряжение +5В, а на вывод 16 - +9В. Условное обозначение и цоколёвка ИС приведены на рис.6. ИС предназначена для преобразования сигналов от КМДП ИС в сигналы ТТЛ ИС. 
 
 
Литература: 
 

1.  
   М.И.Богданович, И.Н.Грель, В.А. Прохоренко. Цифровые интегральные микросхемы. Справочник. - Минск. “Белорусь” 1991г.
2.  
   Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. - М.: "Радио и связь", 1987.
3.  
   В помощь радио – любителю. Выпуск 109, 111.- г.1991