Фазокодоманипулированные сигналы

 

 

 

 

Рис. 8. Спектральная плотность искаженного  сигнала

 

Рис. 8 дает представление об искажениях, вносимых в сигнал, а именно о  появлении значительного уровня немодулированного несущего колебания  и паразитной амплитудной модуляции.

В случае, когда искажения сигнала  заданы детерминированными функциями  в координатах доплеровское смещение − задержка, их влияние на параметры  автокорреляционной функции сигнала  удобнее учесть, например, в виде следующих функций ошибок.

Так, для фазо-манипулированного псевдослучайного сигнала с N=15, зависимость уровня остаточного бокового лепестка автокорреляционной функции от ширины полосы пропускания формирующих цепей и радиотракта представлена на рис. 9.

 

 

 

 

 

Рис.9. Зависимость уровня бокового лепестка АКФ от ширины полосы

 

пропускания формирующего тракта для  k=4

 

 

 

Здесь по оси ординат отложена величина, определяющая предельно достижимый уровень бокового лепестка автокорреляционной функции -- сигнала, модулированного псевдослучайной М- последовательностью, а по оси абсцисс - выраженное в процентах отношение ширины полосы пропускания формирующей цепи к максимальному значению частоты эффективного спектра сигнала. Точками на графике показаны значения уровня бокового лепестка АКФ, полученные при численном моделировании аппаратурных эффектов. Как видно из рис.9, при отсутствии частотных искажений в радиотрактах уровень бокового лепестка АКФ сигнала, модулированного по фазе периодической ПСП с периодом N, составляет – 1/N. Это соответствует известному теоретическому пределу [6]. При ограничении спектра модулированного сигнала уровень бокового лепестка возрастает и при 50%-ном ограничении достигает уровня , что соответствует непериодической автокорреляционной функции. Дальнейшее ограничение спектра радиосигнала приводит практически к полному развалу АКФ и, как результат, к невозможности использовать сигнал для практических целей.

 

Искажения спектра излучаемого  локатором сигнала и опорных  колебаний, поступающих на коррелятор, за счет асимметрии между положительными и отрицательными уровнями и длительностями модулирующих колебаний приводят к  значительному росту помех в  области боковых лепестков АКФ  и ухудшению пространственного  разрешения и характеристик обнаружения  локатора. Зависимость уровня бокового лепестка от коэффициента асимметрии показана на рис.10

 

Коэффициент асимметрии определялся  как

 

,                                 (16)

 

где  − длительность неискаженного  элементарного импульса, образующего  М- последовательность; индексы "+" и "−" означают длительность положительного и отрицательного элементарного  импульса при асимметричных искажениях.

 

 

Рис.10. Зависимость уровня бокового лепестка АКФ от величины асимметричных  искажений сигнала для k=4.

Как видно из графика, приведенного на рис.10 при отсутствии асимметричных  искажений сигнала  уровень бокового лепестка АКФ сигнала, модулированного  ПСП с периодом N=15, также составляет величину равную 1/15. При появлении асимметрии сигнала уровень боковых лепестков возрастает и при 50%-ной асимметрии преимущества периодической ПСП по отношению к усеченной полностью утрачиваются. Следует отметить, что указанные искажения приводят к появлению паразитной амплитудной модуляции излучаемого сигнала, а также к появлению значительной доли немодулированного несущего колебания в спектре зондирующего сигнала. Это приводит к тому, что при отражении от посторонних объектов сигнал немодулированного несущего колебания, возвращаясь на вход приемника, образует мультипликативную помеху работе локатора, снижая способность локатора к разрешению целей, обусловленную модуляцией сигнала ПСП. Поэтому остаточный уровень подавленного сигнала несущего колебания должен быть в пределах уровня «псевдошума», образованного боковыми лепестками корреляционной функции сигнала. Если этого достичь по каким-либо причинам не удается, то применение ПСП с низким уровнем бокового лепестка нецелесообразно.

Заключение. Выбор сигнала и степень сложности его модулирующей функции определяется в первую очередь характером задач, для которых предназначен радиолокатор. Применение достаточно сложного ФКМ-сигнала с внутриимпульсной модуляцией требует создания прецизионной аппаратуры, что неизбежно приведет к существенному возрастанию цены конструкции, но в то же время позволит создать универсальные блоки, которые можно будет использовать как в РЛС для спасателей, так и в РЛС для обнаружения быстролетящих целей. Такая возможность появляется потому, что характеристики сложного сигнала при короткой длине последовательности, т.е. высокой частоте повторения посылок, позволяют иметь необходимые разрешение и помехоустойчивость при возможности измерения допплеровских частот в более широком диапазоне. Кроме того, построение радиолокационных систем с непрерывным излучением и псевдослучайной фазовой модуляцией несущего колебания требует детального анализа и учета всех факторов, которые обуславливают искажения сигналов как в передающем, так и в приемном трактах локатора. Учет искажающих факторов сводится к решению инженерных задач по обеспечению достаточной широкополосности, стабильности электрических параметров и устойчивости характеристик формирующих трактов. При этом зондирующие сигналы РЛС должны быть когерентны модулирующим и вспомогательным сигналам. В противном случае необходимы такие технические решения, которые бы минимизировали разностные искажения между излученным и опорным колебаниями. Один из возможных путей, позволяющих реализовать такие технические решения – это введение симметричных ограничений сигналов по амплитуде в выходных каскадах передатчика и на входе коррелятора приемника. При этом, хотя и теряется часть энергии сигнала, удается сформировать АКФ модулированного сигнала с приемлемыми параметрами. Такие технические решения допустимы в портативных радиолокаторах, где стоимость и габариты системы играют решающую роль.

Наиболее перспективным в настоящее  время, с точки зрения авторов, следует  считать построение устройств формирования и обработки радиосигналов сложной  структуры для радиолокационной аппаратуры, на основе высокоскоростных сигнальных процессоров, работающих с  тактовыми частотами в несколько  гигагерц. Структурная схема радиолокатора  при таком подходе становится предельно простой. Это линейный усилитель мощности, малошумящий  линейный усилитель приемника и  процессор с периферийными устройствами. Такая схема позволяет не только практически полностью реализовать  свойства сигналов, заложенные в их тонкую структуру, но и создавать  технологично простые в настройке  радиолокационные системы, обработка  информации в которых строится на основе оптимальных алгоритмов.