Розробка принципової схеми та вибір елементів

— втрати в магнітопроводі трансформатора пої однакових розмірах і матеріалі в режимі переривчастого потоку більше, так як індукція в цьому випадку вище.

Іноді однотактні зворотньоходові перетворювачі працюють в двох режимах: у безперервному, при максимальному навантаженні і в переривчастого – при мінімальній.

Боротьба з  комутаційними викидами - завдання складне, а при їх великої потужності (коли випрямний діод має великий  час зворотнього відновлення) практично нерозв'язна. Тому значна частина розробників, йдучи від вирішення цієї проблеми, віддає перевагу режиму переривчастого потоку трансформатора в однотактному зворотньоходовому перетворювачі з широтно-імпульсною модуляцією.

В роботі проводиться  розрахунок ІВЕП з рівнем напруги 5 В, а решта ІВЕП розраховуються аналогічно так як вони підключені паралельно.

 

4 РОЗРОБКА ФУНКЦІОНАЛЬНОЇ  СХЕМИ

 

На рисунку 4.1 зображена функціональна схема силової частини зворотньоходового перетворювача постійної напруги, а на рисунку 4.2 – діаграми його основних струмів і напруг.

Рисунок 4.1 – Функціональна схема джерела живлення  
з зворотньоходовою топологією

 

Буде розглянутий  найпоширеніший режим роботи зворотньоходового  перетворювача – режим преривчатих  струмів (discontinues). Це значить, що до початку  наступного циклу вся енергія  із трансформатора передана в навантаження цикл, що й випливає, починається з нульового струму в трансформаторі. Режим непреривних струмів (continues) розповсюджений набагато менше, і розглядатися не буде.

Для аналізу  розіб'ємо робочий цикл на окремі періоди. Нехай схема працює на частоті f, при цьому період буде T=1/f. Інтервал (t_0-t1) – час включеного стану силового ключа Q1 (час прямого ходу) позначимо як ton, відповідно коефіцієнт заповнення імпульсу  буде визначатися як D = t_on/T.

Рисунок 4.2 – Часові діаграми джерела живлення  
з зворотньоходовою топологією

 

 

4.1 Інтервал (t_0-t1).

До моменту t₀ сердечник трансформатора повністю розмагнічений, і струм у ньому відсутній. У момент, коли із ШІМ – контролера подається керуючий сигнал, силовий ключ Q1 відкривається й струм у трансформаторі починає наростати. Тобто в ідеалізованій схемі включення силового транзистора відбувається при нульовому струмі. У реальні ж умовах відбувається деякий кидок струму, пов'язаний із зарядом паразитних ємностей трансформатора, що при більших вхідних напругах приводить до істотних втрат у ключі й виникненню паразитних високочастотних коливань. Для зменшення останніх прагнуть трохи сповільнити процес відкривання транзистора для зменшення паразитних струмів. Вихідний діод також повністю закритий до цього часу, і немає необхідності у швидкому його перезаряді/відновленні.

Струм в індуктивності  первинної обмотки трансформатора L_PRI буде наростати доти, поки ШІМ – контролер не дасть команду на вимикання силового транзистора. ШІМ – контролер розраховує (виходячи із сигналу неузгодженості зворотного зв'язка) кількість енергії, яку необхідно запасти для підтримки постійної потужності в навантаженні плюс втрати в самому джерелі. Якщо потужність у навантаженні позначити як P_OUT, то за час прямого ходу ми повинні запасти наступну кількість енергії:

 (4.1)

де η - коефіцієнт корисної дії (ККД),а f – частота перетворення.

Енергія, що запасається  в індуктивності є:

 (4.2)

і можна знайти струм, який зросте у первинній обмотці  трансформатора за час прямого ходу:

 (4.3)

Потім, при розрахунках  трансформатора, ми будемо використовувати  це співвідношення разом з формулою

 (4.4)

для визначення необхідної індуктивності первинної  обмотки.

Цікаво, що величина імпульсного струму не залежить від  вхідної напруги – це дозволяє будувати прекрасно працюючі на практиці схеми обмеження вихідного струму (точніше, вихідної потужності). Тепер слід довідатися середньоквадратичне значення первинного струму – це необхідно для розрахунків втрат у силовому ключі й в обмотці трансформатора. Для трикутного струму середньоквадратичне його значення буде:

 (4.5)

Відповідно, статичні втрати в силовому ключі будуть:

 (5.6)

де RDS – опір каналу відкритого транзистора. Втрати в первинній обмотці в загальному випадку зважають на облік ефекту близькості – ми розглянемо основні співвідношення для них коли будемо вважати трансформатор. На вторинній стороні під час цього інтервалу струм навантаження підтримується винятково вихідним конденсатором. До вихідного діода DOUT прикладене вхідна напруга. Якщо первинна обмотка містить N₁ витків, а вторинна – N₂, то коефіцієнт трансформації

 (4.7)

і зворотна напруга  на діоді D_OUT є:

 (4.8)

де V_D – пряме спадання напруги на вихідному діоді.

При використанні діодів Шоткі з недостатнім запасом по напрузі в цьому інтервалі можуть виникнути проблеми – при великій напрузі зворотний струм діода Шоткі може досягати істотних значень – одиниць і навіть десятків міліампер, що вкупі з більшою зворотною напругою створює більшу потужність, що розсіюється, особливо при підвищеній температурі – тут можна легко одержати втрати перевищуючі навіть втрати від протікання прямого струму.

 

4.2 Інтервал (t_1-t2).

Силовий транзистор вимикається, струм у ньому різко  спадає від IPRI до нуля, а напруга починає швидко рости й досягає VMAX. Очікується, що в цей момент відбувається велике виділення енергії від динамічних втрат. На жаль, оцінити їх досить складно, занадто багато параметрів впливає на швидкість цього процесу, і вплив часу перемикання досить і досить високо. У загальному випадку:

 (4.9)

tsw залежить від енергії перемикання силового транзистора, сумарного опору в ланцюзі його затвора, напруги живлення вихідного каскаду драйвера, індуктивності в ланцюзі джерела. Але первинний струм також починає перезаряджати паразитну ємність трансформатора, знижуючи швидкість наростання напруги на ключі. Цей ефект знижує динамічні втрати (а іноді взагалі може звести їхній вплив до нуля). Тому вплив динамічних потер виявляється набагато більш істотним для DC-DC конверторів з їхніми низькими вхідними напругами, більшими первинними струмами й високими частотами перетворення, а в мережних джерелах стають істотними втрати від перезаряду паразитної ємності:

 (4.10)

 Якби трансформатор  був би ідеальним, то напруга V_DS(MAX) рівнялося б вихідній напрузі помноженому на коефіцієнт трансформації (V_REFL). Але, на жаль, наявність паразитних елементів схеми, в основному індуктивності розсіювання трансформатора, приводить до істотного викиду напруги на силовому ключі, що розімкнувся.

У трансформаторі зворотньоходового перетворювача існують дві паразитні індуктивності, не пов'язані з основним потоком, і, строго говорячи, вірніше буде розглядати процеси на моделі ідеального трансформатора з винесеними індуктивностями розсіювання первинної й вторинної сторони. Але ми обмежимося тим, що приведемо їх до одній індуктивності L_L(PRI) на первинній стороні – математичні вираження для опису роботи демпфера будуть тими ж самими. На рис. 4.3 показана частина схеми, що беремо участь у процесі вимикання силового транзистора з діаграмами струмів і напруг у деяких крапках. Ми вважаємо, що ємність конденсатора демпфера C_CL досить велика що б зневажити пульсаціями напруги на ньому.

Отже, у момент t₀ силовий ключ розімкнувся, і струм у первинному ланцюзі починає спадати. Це викликає миттєвий реверс напруги на всіх обмотках трансформатора, напруга на первинній обмотці ідеального трансформатора виявляється зафіксованим на рівні вихідної напруги, тобто V_REFL, відповідно, до індуктивності розсіювання прикладена напруга (V_CL – V_REFL).

 

 

Рисунок 4.3 – Робота схеми в процесі вимикання силового транзистора

 

У момент t₀ струм в індуктивності розсіювання дорівнює току намагнічування, тобто I_PRI, і спадає до нуля за час t_ch:

 (4.11)

Цей лінійно  спадаючий струм утікає в конденсатор демпфера C_CL, заряджаючи його, і зручно оперувати середнім його значенням:

 (4.12)

 Як тільки  струм у паразитній індуктивності  спав до нуля, напруга на ній  пропало й, відповідно, напруга  на силовому ключі теж намагається  опуститися до рівня V_REFL. Якби діод D_CL був би ідеальним, перехідний виявився б закінченим – енергія в індуктивності розсіювання первинної обмотки дорівнює нулю, а в індуктивності розсіювання вторинної обмотки – струму намагнічування, і демпфер повністю відключений від інших ланцюгів. Але високовольтні діоди мають досить істотний час відновлення, звичайно починаючи від десятків наносекунд, і тут ми змушені з ним рахуватися. На щастя, у цьому випадку цей час відіграє позитивну роль – на практиці навіть часто стараються використовувати діоди з відносно більшим часом відновлення, це значно знижує напруга на демпфері й, відповідно, втрати в ньому. Отже, у момент t₁ напруга на індуктивності розсіювання через, що не закрився діод усе ще підтримується на рівні (V_CL – V_REFL), і струм у ній починає наростати за законом:

 (4.13)

Якщо наведені індуктивності розсіювання первинної  й вторинної обмоток рівні, то цей струм, через магнітне поле трансформатора складний зі струмом вторинної обмотки, у точності компенсує зменшення  струму намагнічування, і струм, що надходить у навантаження й у конденсатор C_OUT, виявляється постійним на час відновлення зворотного опору діода демпфера. Тобто в інтервалі t_1-t2 відбувається передача енергії з конденсатора демпфера в навантаження. На жаль, час відновлення зворотного опору діода ми можемо тільки оцінити – у документації ця величина приводиться для постійного зворотного струму. У нашому випадку лінійно наростаючого струму вона буде трохи більше, і «повільний» діод відновлює свій опір достатній повільно, але для оцінки будемо оперувати заявленою величиною. За час trr струм в індуктивності розсіювання досягнеться величини:

 (4.14)

і середнє його значення за період складе:

 (4.15)

У момент t₂ діод D_CL нарешті відновив свій опір, струм в індуктивності L_L(PRI) починає генерувати по спадаючій синусоїді в резонансному контурі, утвореним індуктивністю розсіювання первинної обмотки й паразитною ємністю трансформатора, і на процеси в демпфері вже ніякого впливу не виявляє. Тепер конденсатор C_CL розряджається лише струмом через резистор R_CL, а оскільки пульсації на ньому малі, то:

 (4.16)

Тепер ми знаємо всі струми через конденсатор C_CL, і з умови постійної на ньому напруги можемо сказати що:

 (4.17)

 При використанні  «швидкого» діода демпфера вплив  часу його відновлення не дуже суттєво, а при використанні «повільного» діода навіть оцінити час його відновлення дуже складно, тому зневажимо струмом I_RR:

 (4.18)

Звідки можна  знайти необхідне значення резистора R_CL для одержання бажаного напруги на демпфері:

 (4.19)

На практиці це означає, що обчислене значення буде мінімальним, і вплив часу відновлення  діода демпфера тільки побільшає  його значення. При використанні «повільного» діода доводиться емпірично підбирати  значення R_CL. Потужність, що розсіюється на резисторі демпфера буде просто:

 (4.20)

Якщо ми використовуємо T_VS у якості демпфера, то час відновлення діода демпфера нам уже не допомагає – T_VS не здатний запасати енергію й, відповідно, віддавати її в навантаження. Тому потужність на ньому буде рівна просто добутку середнього струму, що втікає в демпфер, на напругу V_CL (і, відповідно, напрузі спрацьовування T_VS):

 (4.21)

Оскільки в  момент t₁ струм в індуктивності розсіювання виявився рівним нулю, і T_VS миттєво закрився, не відбувається подальшого нагромадження енергії, і осцилляції напруги на індуктивності розсіювання набагато нижче, чим в R_CD демпфері.

 На вторинній  стороні в цьому тимчасовому  інтервалі відбувається передача  енергії із трансформатора у  фільтр і в навантаження. Струм  в індуктивності не може різко змінити своє значення, відповідно в момент t₁ на вторинній обмотці виникає струм I_SEC = I_PRI*K, і до моменту t₂ спадає до нуля. Струм з вихідної обмотки трансформатора починає текти як у навантаження, так і в ємність вихідного конденсатора, заповнюючи втрати енергії в ньому на прямому ходу. Тому в цей період струм через конденсатор має трикутну форму з початковим значенням I_SEC - I_OUT і кінцевим значенням просто I_OUT (струм в обмотці закінчився, і струм навантаження підтримується винятково вихідним конденсатором). Тому середньоквадратичний струм за період далеко не очевидний.

Для визначення величини середньоквадратичного струму через вихідний конденсатор його можна користуватися наступною  формулою:

 (4.22)

де I_RMS(SEC) – середньоквадратичне значення струму у вихідній обмотці, перебуває як і у випадку первинної обмотки: