Розробка принципової схеми та вибір елементів

 По-друге,  вихідний конденсатор повинен  мати досить малий еквівалентний  послідовний опір (ESR) для безболісного  пропущення більшого імпульсного  струму. Спочатку оцінимо мінімально рекомендовану ємність конденсатора за умови n_cp = 10 і ΔV_OUT = 0.5V :

 (5.27)

Середньоквадратичне значення струму через вихідний конденсатор  перебуває по формулі:

 (5.28)

Розглянемо  пропонований асортименти алюмінієвих конденсаторів з низьким ESR (Low- ESR series) від компанії HITANO (EXR series). Аналогічні серії інших виробників мають схожі параметри. Видне, що максимально припустимий імпульсний струм залежить в основному від фізичних розмірів конденсатора. Тому розмір конденсатора фільтра буде приблизно однаковим при різній ємності, але різному робітнику напрузі. У нашому випадку краще не використовувати конденсатор З8 занадто великої ємності – це утруднить старт блоку, тому логічно використовувати два – три паралельно з'єднаних конденсатора. Наприклад, можна використовувати три конденсатори 330μF*63V розміру 10х21, або два конденсатори 680μF*50V розміру 13х26.

Для зменшення  габаритів конденсаторів фільтра  можна використовувати танталові Low- ESR конденсатори, але вони значно дорожче. Для прикладу можна розглянути серію 593D від компанії Vishay. У цьому випадку можна використовувати три паралельно з'єднані конденсатори розміру «Е» (7.3x4.3x4.0mm) 150μF*16V. У цьому випадку їх сумарна ємність виходить близька до рекомендованої, і проблем з одержанням стабільної петлі зворотному зв'язка не виникне.

У нашому прикладі зупинимося на варіанті двох паралельно з'єднаних конденсаторів 680μF*50V розміру 13х31 – їх сумарний ESR складе 39mΩ. Пульсація  на вихідному конденсаторі складається із властиво процесу перезаряду ємності й зі спадання напруги на ESR. Її величину можна оцінити як:

 (5.29)

де ILOAD – струм  навантаження, а ton – час відкритого стану силового ключа. У нашому випадку:

 (5.30)

 

5.13 Додатковий  фільтр (L1, C9).

Як правило, пульсації на конденсаторі фільтра  занадто великі для споживача, і  доводиться їх додатково згладжувати. Для низьковольтних застосувань  використовується додатковий LC фільтр, а для високовольтних з низькими струмами – RC фільтр. Розглянемо розрахунки LC фільтра як найбільше широко розповсюдженого.

Для мінімального впливу на стабільність петлі зворотному зв'язка додатковий LC фільтр повинен  мати як можна більш високу власну резонансну частоту, у всякому разі не менше 1/5 частоти перетворення. Крім того, занадто більша індуктивність приведе до збільшення розмірів дроселя й збільшенню втрат у його обмотці від протікання вихідного струму.

Найпростіше розглядати фільтр як дільник напруги для  пульсації на конденсаторі С8, і, замінивши резистори дільника еквівалентними реактивними опорами L1 і C9, можна порахувати, яка буде пульсація вихідної напруги:

 (5.31)

Спочатку зручніше вибрати дросель, оскільки вибір  більш обмежений – ми повинні  враховувати гранично припустимий  для нього струм, опір обмотки для збереження втрат на прийнятному рівні й габарити/ціну. У якості L1 зручніше за все використовувати готові дроселі на гантелеобразних сердечниках як найбільш дешеві й широко розповсюджені. Для нашого прикладу можна вибрати дросель для SMT типорозміру 0805 (O8мм і висотою 5мм) індуктивністю 3.3μH, граничним струмом 4.6А и опором постійному струму 22mΩ. При цьому втрати в ньому складуть 88mw, що цілком прийнятне. Задамося величиною вихідних пульсацій в 50mv і розв'яжемо формулу для вихідних пульсацій відносно C9:

 (5.32)

Тобто алюмінієвий  або танталовий конденсатор в 10μf цілком підійде в якості C9, його ESR не важливий, оскільки пульсації струму малі.

Частота зрізу  додаткового фільтра складе:

 (5.33)

і буде перебувати в занадто високочастотній області що б суттєво не впливати на стійкість петлі зворотному зв'язка.

 

5.14 Підсилювач  помилки і його ланцюги (U3, R14, R15).

У якості підсилювача  помилки в переважній більшості SMPS використовується інтегральна мікросхема TL431 і її клони (мікроспоживаючі, низковольтові та ін.). Логіка роботи даної мікросхеми вкрай проста. Поки напруга на керуючому електроді не перевищує опорної напруги ( для основної серії Vref = 2.5V), струм через мікросхему не тече. По досягненню опорної напруги TL431 починає пропускати через себе струм з дуже високим коефіцієнтом підсилення. Відповідно, дільник на резисторах R14, R15 настроюється таким чином, щоб при номінальній вихідній напрузі напруга на керуючому електроді в точності відповідало опорному.

Спочатку вибирається  резистор R15. Його опір не повинний бути занадто більшим що б мінімізувати вплив струму витоку в керуючий електрод (4μa max.), і не занадто малим, для  полегшення корекції петлі зворотному зв'язка. Звичайно використовують R15 = 10K. Тепер можна порахувати необхідний опір резистора R14:

 (5.34)

Найближчий  номінал з ряду E96 – 10K. Відповідно, вихідна напруга складе:

 (5.35)

З урахуванням  розкиду 1% резисторів і опорної напруги TL431 (2.44V..2.55V) наша вихідна напруга буде перебувати в межах 4.85V – 12.15V ( тобто 5V±3%). Для збільшення точності вихідної напруги можна використовувати мікросхеми TL431A (c точністю опорної напруги ±1%) або TL431B (±0.5%).

 

5.15 Оптрон гальванічної розв'язки і його ланцюга (U3, R16, R7, R12).

Вибір оптронов для гальванічної розв'язки SMPS надзвичайно  широкий. Ми розглянемо роботу даних  ланцюгів на прикладі дешевого й широко розповсюдженого оптрона PC817 фірми Sharp. Будемо розраховувати на оптрон без буквеного суфікса в маркуванні, тобто з коефіцієнтом передачі 50-600%. Як побачимо далі, такий розкид коефіцієнта передачі зовсім не страшний. Справа в тому, що при зменшенні, що протікає через світлодіод струму нижче певного межі (порядку 10mA для PC817) різко падає коефіцієнт передачі, тобто працює негативний зворотний зв'язок. У результаті для струму через оптотранзистор, наприклад, в 1mA, струм через світлодіод може варіюватися від 0.6mA до 2mA залежно від коефіцієнта передачі від 50% до 600%.

Спочатку розглянемо частину схеми на первинній стороні. Струм через оптотранзистор буде максимальним у випадку, коли напруга  на виході підсилювача помилки ШІМ – контролера (вивід 1) буде дорівнює нулю. Цей струм буде дорівнює напрузі на вході, що інвертує, підсилювача помилки (вивід 2, у нашому випадку 2.5V) поділене на опір паралельно з'єднаних R5 і R7. Опору резисторів R5 і R7 рекомендується вибирати рівними – у цьому випадку ми зможемо контролювати напругу на виході підсилювача помилки аж до 5V, тобто із пристойним запасом. Ці резистори не повинні бути занадто більшими для збереження стійкості схеми до перешкод, але занадто мала їхня величина може створити зайве навантаження на ШІМ – контролер. Максимальний струм через оптрон в (0.5..1)mA можна вважати вдалим компромісом у випадку використання UC3844A. Зупинимося на струмі 0.5mA – це визначить номінали R5 і R7: R5 = R7 = 10K.

Мінімальний струм  через оптотранзистор теоретично може бути рівним нулю – якщо напруга  на виході підсилювача помилки досягнеться 5V. Але в режимі, що встановився, цього не відбувається – максимальна напруга виявляється рівним не набагато більше 3V (визначається максимальним сигналом на струмовому вході через коефіцієнт Gain). Але для простоти будемо вважати, що струм через оптотранзистор може виявитися рівним нулю – як побачимо далі, це не створить яких або проблем з розрахунками.

Отже, при нульовому  струмі оптотранзистора струм через світлодіод оптрона теж можна вважати пренебрежимо малим. При цьому струм, що протікає через TL431, не повинен бути менш 1ma (це мінімальний струм катода TL431 для стійкої її роботи, дані зі специфікації). Мінімальне спадання напруги на світлодіод РС817 в області малих струмів становить 0.9V у найгіршому разі. Відповідно, можна легко знайти номінал резистора R12 як:

 (5.36)

Резистор номіналом 910W буде розумним вибором – ми порахували його номінал уже з обліком розкиду компонентів і створили невеликий запас допустивши, що струм через світлодіод відсутній.

Максимальний  струм через вхідну частину РС817 знайти набагато складніше. Проблема в тому, що ми знаємо його вихідний струм, і щоб порахувати вхідний струм, нам треба знати коефіцієнт передачі оптрона, який залежить від вхідного струму – коло замкнулося. Тому доводиться вирішувати це завдання послідовними ітераціями. Оскільки нас цікавить максимальний вхідний струм оптрона, те будемо вести розрахунки для найгіршого екземпляра РС817, у якого при 5ma вхідного струму коефіцієнт передачі (CTR) становить 50%. Спочатку подивимося який буде CTR при вхідному струмі 1ma – він складе порядку 23% - і вихідний струм складе 0.23ma, занадто мало. При вхідному струмі в 2ma CTR=38 і вихідний струм буде рівний 0.76ma, тобто занадто багато. Проробивши кілька таких ітерацій знаходимо, що максимальний струм через світлодіод оптрона складе 1.5ma. Струм через резистор складається зі струму через світлодіод РС817 і струму через резистор R12. Оскільки спадання напруги на світлодіоді оптрона може досягати 1.5V (знову ж беремо найгірший випадок), те струм через R12 може досягати:

 (5.37)

Тобто струм  через R13 складе:

 (5.38)

При цьому максимальному  струмі спадання напруги на R13 не повинне  перевищувати живлячого напруги  мінус мінімально рекомендована  напруга на катоді TL431 (звичайно рівно  опорному, тобто 2.5V):

 (5.39)

Тобто R13=1K цілком підійде.

 

5.16 Елементи  корекції петлі зворотнього зв'язка (C4, C10, R14).

Властиво елементами, що коректують, є тільки C10 і R14, а  конденсатор З4 служить для підвищення стійкості ШІМ – контролера до перешкод. Номінал конденсатора C4 невеликий – усього сотні пікофарад, звичайно від 100pf до 470pf – це виключає його вплив на частотну характеристику петлі зворотному зв'язка. Зупинимося на C4 = 330pf, у більшості випадків це працює дуже добре.

 

5.17 Конденсатор  придушення завади C11.

З погляду працездатності самого блоку живлення вибір ємності завадознижуючого конденсатора надзвичайно простий – чим більше, тем краще. Тому на перший план виходять інші обмеження. У випадку мережного джерела живлення цим обмеженням являються вимоги стандартів електробезпечності. У цьому випадку в якості C11 стандартами дозволяється використовувати винятково сертифіковані конденсатори ( так званий «Class Y1»). Максимальна їхня ємність – 4.7nf, що відповідає максимально припустимому струму витоку з мережі до споживача. З іншого боку, розроблювачеві джерела живлення хочеться мати мінімально можливий імпеданс для ланцюга повернення паразитного струму через межобмоточну ємність трансформатора. Тому для потужностей вище пари десятків ват намагаються використовувати конденсатор З11 ємністю 4.7nf. У нашому випадку використовуємо конденсатор фірми Epcos Class Y1 B81123-C1472.

 

ВИСНОВКИ

 

В результаті проведеної роботи був розроблений джерело  електроживлення власних потреб напівпровідникового перетворювача з наступними параметрами:

• Живлення: промислова мережа з напругою 220 В, частотою 50 Гц.
• Допустиме відхилення значення напруги живлення: ± 5 %
• Значення вихідної напруги 5 VDC;
• Максимальне значення вихідного струму: 1 А;
• Топологія схеми – зворотньоходовий перетворювач;
• Частота перетворення – 100 кГц.

 

СПИСОК ДЖЕРЕЛ ІНФОРМАЦІЇ

 

1. Забродин С. Ю. Промышленная электроника: учебник длч вузов. – М.: Высшая школа, 1982. – С. 287. – 496 с.
2. Вересов Г.П. Электропитание бытовой радиоэлектронной аппаратуры. – М.: Радио и связь, 1983. – 128 с.
3. Костиков В.Г. Парфенов Е.М. Шахнов В.А. Источники электропитания электронных средств. Схемотехника и конструирование: Учебник для ВУЗов. – М.: Горячая линия – Телеком, 2001. – 344 с.
4. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному, М: Солон – Пресс, 2005.
5. Утляков Г. Н. Источники вторичного электропитания бортового оборудования летательных аппаратов: Учебное пособие. – М.: Изд-во МАИ, 2002.
6. Электротехнический справочник. В 3-х т./Под общ. ред. профессоров МЭИ В. Г. Герасимова, П. Г. Грудинского, Л. А. Жукова и др. – 6-е изд., испр. и доп. – М.: Энергия, 1980 – 520 с.
7. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г. С. Найвельт, К.Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др. Под ред. Г. С. Найвельта.-М.: Радио и связь, 1986.
8. http://www.inp.nsk.su/~kozak/diodes/dih00.htm>

9. Закон України "Про охорону праці". - Від 21.11.2002.

10. НПАОП 0.00-1.28-10. Правила охорони праці під час експлуатації електронно-обчислювальних машин. – Київ, 2010 р.

11. ГОСТ 12.0.003-74* ССБТ Опасные и вредные производственные фактори. Классификация.-/Введ. 01.01.76. Изменен 1987

12. ГОСТ 12.1.003-89 ССБТ. Шум. Общие требования безопасности. – Введ. 01.01.1976 р.

13. ДСТУ ГОСТ 12.1.038-82 ССБТ. Электробезопасность. Предельно допустимьrе значения напряжений прикосновения и токов. Введ. 01.07.83 г.

14. ДБН В.2.5-28-2006 Державні будівельні норми. Інженерне обладнання будинків і споруд. Природнє і штучне освітлення.-К.:2007. –16с.