Розробка принципової схеми та вибір елементів

 (4.23)

Втрати у  вихідному діоді точно розрахувати  досить складно, оскільки діод має нелінійну  вольт-амперну характеристику, але  можна оцінити їх як добуток середньоквадратичного  вторинного струму на спадання напруги на діоді:

 (5.24)

Час тимчасового  інтервалу (t₁ - t₂) легко перебуває з вихідної напруги V_OUT, індуктивності вторинної обмотки L_SEC і струму в ній:

 (5.25)

 

4.3 Інтервал (t_2-t3).

До моменту t₂ струм у вторинній обмотці трансформатора повністю припинився, і вихідний діод закрився. Тому трансформатор виявляється «підвішеним у повітрі», і на його первинній обмотці виникають відносно низькочастотні коливання, викликані коливальним контуром з індуктивності намагнічування трансформатора і якоюсь еквівалентною ємністю, утвореної межвитковой, межобмоточной ємністю й вихідною ємністю силового ключа:

 (4.26)

В ідеалі даний  період повинен прагнути до нуля при  максимальному навантаженні й мінімальній  вхідній напрузі. Це буде означати, що всі елементи використовуються оптимально – увесь час зайнятий корисним процесом передачі енергії. Але при побудові зворотньходових перетворювачів з високовольтним виходом цей період повинен мати більше – вихідний діод повинен бути гарантовано закритий до початку наступного циклу, інакше форсоване його відновлення викличе великий кидок струму на первинній стороні через маленький коефіцієнт трансформації, і катастрофічний перегрів діода через велику миттєву потужність виділюваної на ньому. У момент t₃ відкривається силовий ключ і процес повторюється.

 

 

 

5 РОЗРОБКА ПРИНЦИПОВОЇ СХЕМИ ТА ВИБІР ЕЛЕМЕНТІВ

 

Відповідно  до наведеної функціональної схеми  була розроблена принципова схема (рис. 5.1) зворотньоходового перетворювача на мікросхемі UC3844. Відповідно до технічного завдання розроблювальне джерело повинен мати наступні параметри:

Вхідна напруга  – 220 VAC ± 20 %, f = 50 Hz;

Вихідна напруга  – 5 VDC, 1 А;

Частота перетворення – 100 кHz.

 

 

Рисунок 5.1 – Принципова схема джерела живлення

 

5.1 Розрахунки вхідного конденсатора

 

Як і в  будь-якому мережному блоці живлення вхідний конденсатор вибирається  виходячи з компромісу між габаритами й 100-герцовыми пульсаціями на ньому. Як правило, пульсаціями на частоті  перетворення зневажають, оскільки ємність  вхідного конденсатора свідомо значно більше необхідної для придушення високочастотних пульсацій.

Розрахуємо  необхідну ємність конденсатора що б одержати якусь мінімальну постійну напругу V_IN(MIN) при мінімальній постійній напрузі мережі V_DC(MIN):

 (5.1)

Тоді V 176VAC* 2 249V_{DC (MIN)} . Приймемо мінімальну вхідну напругу як V_IN(MIN)=200V_DC. Частота мережі – 50Hz.

 

Тоді нам  потрібний конденсатор в 10 uF. Відповідно, конденсатор 10uF*400V можна вважати прийнятним для даного випадку.

 

5.2 Вибір ШІМ-контролера

Будемо вибирати контролер із сімейства мікросхем UC3842- UC3845. Це надзвичайно розповсюджений і дешевий чип, що випускається багатьма виробниками.

Спочатку необхідно  визначитися з максимальним значенням D – з обмеженням в 50% або без нього. Якщо не обмежуватися половинним значенням максимально припустимого робочого циклу, то можна трохи знизити пікові струми на первинній стороні при тому ж самому діапазоні вхідних напруг, але виникає наступна проблема: при зниженні вхідної напруги нижче розрахункового ми неминуче потрапимо в режим нерозривних струмів трансформатора, що чревате багатьма неприємностями, і головна з них – виникнення субгармонійних коливань. Ці коливання на половинній частоті перетворення виникають при трьох умовах: при струмовому режимі (Current Mode), корду струм у дроселі нерозривний і D>50%. Для недопущення їх доводиться вводити додаткові елементи, і однаково дуже важко гарантувати відсутність цих коливань у якихось нерозрахованих режимах. Субгармонійні коливання можуть приводити до виходу з ладу силових елементів, тому ймовірність їх виникнення – занадто висока плата за невелике зниження максимального пікового струму. Зрозуміло, дане міркування не може бути вирішальним, і в кожному конкретному випадку не обходжено оцінювати ризик з погляду проекту в цілому. У нашому випадку обмежимося 50- процентним робочим ходом, у більшості випадків мережних перетворювачів це впоєне виправдане. Крім того, у даній серії чипів є можливість обмеження величини робочого циклу будь-якою величиною, і всі розрахунки можуть бути легко адаптовані під будь-яке максимальне значення D.

Для мережного  джерела живлення вкрай бажане мати великий гістерезис живлячого напруги  чипа – це значно полегшує побудова схем запуску й захисту. Дана мікросхема випускається у двох модифікаціях. У чипах, позначення яких містить індекс «А», знижений стартовий струм і трохи вище точність опорної напруги, але вартість їх однакова, тому немає ніякого резону використовувати мікросхеми без індексу.

Підсумовуючись  усе вищесказане, зупиняємося на мікросхемі UC3844A, що як відповідає всім умовам. У цей час усе більше поширення одержують мікроспоживаючі клони даної серії (UCC380(0..5), UCC3813), і часто їх застосування може бути виправдане (особливо при невеликій вихідній потужності) незважаючи на високу ціну.

 

5.3 Трансформатор  (T1)

Виходячи з  технічного завдання й рекомендацій виробника ШІМ-контролера не обходжене виготовлення трансформатора з наступними параметрами:

• Сердечник EFD25 з матеріалу N87 із зазором, відповідним до індуктивності 160 nh/Виток2 (0.55mm)
• Первинна обмотка T1-1: один шар проведення ПЕТВ-0.14(AWG35), 122 витків.
• Обмотка живлення T1-2: один шар проведення ПЕТВ-0.14(AWG35), 13 витків.
• Вторинна обмотка T1-3: два шари в 10 проводів ПЕТВ-0.40(AWG26) 32 витка

 

5.4 Частотозадающі елементи (C5 і R8).

У цих мікросхемах реалізований генератор, що задає, на наступному принципі. Спочатку конденсатор С5 повільно заряджається через резистор R8 від опорної напруги, а потім швидко розряджається внутрішнім ключем з фіксованим струмом розряду (8.3mA typ.). Час розряду конденсатора через внутрішній ключ визначає «мертве» час – коли силовий ключ завжди закритий. Відповідно, варіюючи величини R8 і С5 можна не тільки задавати частоту перетворення, але й максимальне значення робочого ходу. У цьому випадку нам цікаво одержати як можна менше «мертве» час, що б максимально наблизити наш коефіцієнт заповнення D до 50%, конденсатор бажане мати як можна меншої ємності, а R8 повинен бути якнайбільше, виходячи із графіка в специфікації бажане його мати в районі 25-30 кОм. Формула для визначення частоти перетворення так само приводиться в специфікації:

 (5.2)

але для чипів UC3844 і UC3845 ця частота повинна бути вдвічі більше, оскільки для одержання 50-процентного коефіцієнту заповнення в них використовується тільки кожний другий такт. Одержимо зразкове значення конденсатора для резистора 25 ДО – 344pF. Беремо менше значення зі стандартного ряду – 330pF, тоді R8 повинен бути 26.06 кОм, найближче значення з ряду 1% резисторів – 26.1 кОм. Тепер з'ясуємо максимальне й мінімальне значення частоти через розкид компонентів, а також максимальне значення D. У якості С5 будемо використовувати керамічний конденсатор з діелектриком NP0 і допуском ±5%. Допуск на частоту внутрішнього осциллятора так само становить ±5% у всьому діапазоні температур.

Тепер можна  прикинути «мертве» час. Тут конденсатор  З5 розряджається фіксованим струмом 8.3ma (7.6ma min.), і розмах напруги на ньому 1.7V (дані зі специфікації). Тому «мертве» час буде:

 (5.3)

що становить  менш одного відсотка від частоти перетворення. Тому поберемо мінімальний рівень обмеження робочого циклу зі специфікації – 47%, і будемо оперувати їм.

Тепер визначимо  мінімально можливий час відкритого стану ключа, коли чип намагається  зробити максимально можливий D. Це буде при максимальній частоті  перетворення й D=47%. Період буде рівний 9.1us, і час відкритого стану ключа: t_on = T*D = 4.28us Відповідно, мінімально можливий час зворотного ходу буде при максимальній частоті й D=49%: t_on = 4.46us і t_off = T – t_on = 4.64us. Отже, у самих несприятливих умовах ми можемо нагнітати струм у трансформатор за 4.28us, і розряджати трансформатор за 4.64us.

 

5.5 Силовий ключ (Q1).

Силовий ключ зворотньоходового перетворювача повинен мати двома основними властивостями – мати низький опір у відкритому стані й низький сумарний заряд перемикання, причому на практиці обоє ці вимоги суперечать один одному. Точно розрахувати швидкість перемикання польового транзистора тут досить і досить складно, і доводиться задовольняти лише приблизною оцінкою. Отже, мінімальна вимога – здатність пропускати максимальний імпульсний струм. У гіршому режимі первинний струм може досягати 0.98А, і будемо вибирати з 600-вольтових транзисторів. Для якісної оцінки беремо два польові транзистори фірми International Rectifier:

IRFR1N60A RDS = 7.0Ω і Qg = 9.3nc typ.

IRFRC20 RDS = 4.4Ω і Qg = 12nc typ.

Статичні втрати розрахувати  просто – це добуток опору відкритого каналу на квадрат середньоквадратичного  первинного струму:

P _IRFR1N60A = 7.0 Ω*0.23A² = 370mw

P _IRFRC20 = 4.4 Ω*0.23A² = 233mw

Тільки необхідно  пам'ятати, що при підвищенні температури  опір польового транзистора різко  зростає, і при 120°С на кристалі збільшується вдвічі. Тепер спробуємо оцінити  динамічні втрати – для цього  нам треба знати швидкість вимикання транзистора. Простіше всього цю величину побрати зі специфікації на транзистор (t_fall). Вона складе:

t _IRFR1N60A = 20ns

t _IRFRC20 = 25ns

Динамічні втрати при вимиканні транзистора:

 (5.4)

Відповідно:

 

Але, як правило, при високих вхідних напругах ці значення виявляються некоректними – ми не враховуємо фазовий зсув наростання напруги від спаду струму з- за заряду паразитної ємності трансформатора. На жаль, розрахувати межвиткову/межобмоточну ємності трансформатора дуже складно, і доводиться визначати її на макеті по частоті паразитних коливань. Оскільки вплив її дуже й дуже істотне (знову ж, при високих вхідних напругах), розглянемо якісний її вплив.

Якщо прийняти еквівалентну паразитну ємність  трансформатора за 50pF (строго говорячи, до неї додається нелінійна вихідна ємність силового ключа), то час заряду цієї ємності до напруги V_IN+V_REFL складе струмом I_PRI складе:

Насправді ця величина буде набагато більше – при нульовій напрузі на стоці вихідна ємність C20 складе порядку 500pF, а вже при 200V – на порядок менше. Тому польовий транзистор виключиться набагато швидше, чим зарядиться еквівалентний паразитний конденсатор.

Але паразитна  еквівалентна ємність трансформатора приводить до додаткових втрат при  включенні силового польового транзистора. Як відомо, втрати заряду конденсатора в точності рівні енергії, запасеної в конденсаторі помноженої на частоту перетворення:

 

  (5.5)

Паразитна ємність  трансформатора прагне розрядитися  до нуля, тому можна прийняти напругу  на ключі UDISCH за напругу живлення. Прийнявши C_EQV = 50pF, одержимо:

У підсумку, одержимо сумарні втрати на силових ключах:

Тобто в цьому  випадку транзистор IRFRC20 явно більш  ефективний. Для DC-DC конверторів з  їхніми високими частотами перетворення доводиться приділяти дуже багато уваги зниженню динамічних втрат – як вибору найбільш швидких ключів, так і оптимізації ланцюгів їх керування в плані зменшення паразитних імпедансів як у ланцюзі затвора, так і в ланцюзі джерела (що насправді набагато більш важливо).

 

5.6 Елементи  в ланцюзі керування силовим  ключем (R9, D3)

Зміст цього  ланцюжка – сповільнити включення  силового транзистора, залишивши максимально  можливу швидкість його вимикання  – або навіть побільшати її (що особливо актуально для DC-DC конверторів). Ми обмежуємо струм заряду затвора резистором R9 і швидко розряджаємо ємність затвора через діод D3. Діод D3 може бути будь-яким швидкодіючим, ніяких особливих вимог до нього не пред'являється – широко розповсюджені BAS16 або 1N4148 цілком підійдуть.

Вибір резистора R9 більш складний. З однієї сторони  бажане максимально зменшити швидкість відкривання силового ключа для зниження перешкод від швидкого розряду паразитної ємності трансформатора, а з іншого – не допустити катастрофічного зростання динамічних втрат у режимі короткого замикання, коли блок неминуче переходить у режим безрозривних струмів (Continuous Mode). Для оцінки номіналу резистора R9 час заряду паразитної ємності трансформатора можна вибрати таким, що б кидок струму становив десяту частину від номінального. Грубо оцінивши паразитну ємність трансформатора в C_EQV = 50pF, одержимо:

 (5.6)

Порахуємо струм  затвора, відповідний до такого часу відкривання транзистора, виходячи із загальної енергії його перемикання:

 (5.7)

Якщо прийняти напругу живлення контролера за 15V, а напруга плато Міллера за 5V, то різниця складе 10V, і шуканий номінал резистора R9 складе: