Розробка принципової схеми та вибір елементів

 (5.8)

,   R9=220 Ом.

На практиці це значення може бути трохи нижче, але треба враховувати, що більший кидок струму при включенні силового транзистора змусить вибрати ланцюжок R10, C7 з більшої постійної часу, і збільшиться тривалість мінімально можливого імпульсу. Це приведе до різкого росту струму короткого замикання. Але занадто велике значення R9 приведе до різкого збільшення динамічних втрат при відкриванні ключа, і знову ж до великого перегріву силового транзистора при короткому замиканні на виході. Тобто можна сказати, що оптимальне значення R9 буде лежати в діапазоні від декількох десятків до півтора сотень ом. У нашому випадку зупинимося на величині, близької до розрахункової R9 = 220Ω.

 

5.7 Датчик  струму і його ланцюги (R11, R10, C7)

Датчик струму необхідно вибрати таким чином, що б з однієї сторони гарантувати  нормальну роботу блоку при номінальному навантаженні, а з іншого – почати обмежувати струм при як можна меншому перевантаженню. Номінальний струм первинного ланцюга в найгіршому разі становить:

 

 (5.9)

При цьому струмі напруга на вході обмеження струму контролера (вивід 3) не повинно перевищувати нижнього порога рівня спрацьовування струмового захисту (0.9V). Тобто максимальне значення резистора R11 складе:

 (5.10)

R11=3,9 Ом.

Можна вибрати номінал резистора датчика струму як 1Ω 1%, але може виявитися так, що при зовсім уже невдалому збігу обставин блок буде нездатний стабілізувати вихідна напруга при номінальному навантаженні, і тут треба тверезо оцінювати даний ризик. У номінальному режимі на резисторі датчика токи буде розсіюватися потужність:

Видне, що в цьому  випадку в якості датчика токи може бути використаний будь-який резистор починаючи від типорозміру 0805.

В DC-DC конверторах  при низьких вхідних напругах втрати в датчику струму можуть сягати досить неприємних величин – зі зниженням вхідної напруги первинний струм росте, а максимальна напруга на датчику струму залишається тим же самим, тому часто або використовують трансформатор струму, або додають постійний зсув у струмовий сигнал (резистор від опорної напруги (вивід 4) безпосередньо до входу сигналу струму (вивід 3)). Але цей спосіб корисний у невеликих дозах – рівень пилкоподібного сигналу повинен мати достатній рівень для коректної роботи ШІМ – контролера. Розумно знижувати опори датчика струму не більш ніж у два рази.

Ланцюжок R10, C7 служить  для придушення викиду на струмовому сигналі від форсованого заряду паразитної ємності трансформатора. Цей викид ніяк не впливає на роботу струмового захисту, але успішно  збиває контролер, що працює в струмовому режимі. Знову ж, постійна часу цього ланцюжка повинна бути того ж порядку, що й тривалість викиду, полічена при розрахунках резистора R9, тобто приблизно 180ns. Практично ця величина може бути ще небагато знижена, і скласти приблизно 100-150ns. У нових мікроспоживаючих серіях контролерів уже введена затримка величиною 50-150ns, і зовнішній ланцюг може не знадобитися. Абсолютні величини резистора й конденсатора не критичні в розумних межах, як правило, резистор R10 вибирають не дуже більшим, у межах 300Ω – 1K (краще мати імпеданс цього ланцюжка поменше для кращої перешкодозахищеності), скажемо, R10 = 820Ω. Тоді ємність конденсатора C7 складе:

 (5.11)

У підсумку одержуємо R10 = 820Ω і С9 = 680pF.

 

5.8 Елементи  запуску (R1, R2).

 При подачі  вхідної напруги конденсатор  З3 починає повільно заряджатися  через резистори R1 і R2. У цей  момент чип споживає зовсім  незначний струм, оскільки його  внутрішні схеми відключені внутрішньою  схемою U_VLO (Under Voltage Lock Out). Ми повинні так вибрати резистори запуску, що б гарантовано забезпечити цей первісний струм. Цих резисторів повинне бути обов'язково два – вимога стандартів електробезпечності – при виході будь-якого елемента з ладу ми зобов'язано мати обмежений струм. Тому логічно використовувати чип-резистори типорозміру 1206 з максимально допустимим напруженням 250V кожний.

 При мінімальній  вхідній напрузі сума цих резисторів  повинна забезпечити струм запуску  UC3844A – ISTART = 0.5ma max., при цьому напруга  на мікросхемі повинна піднятися до напруги старту чипа – V_START = 17.5V max. Відповідно:

 (5.12)

З невеликим  запасом R1=R2=240K. При максимальній вхідній  напрузі на них буде розсіюватися:

 (5.13)

Очевидно, що в  цьому випадку неможливо використовувати два резистори 1206, оскільки їх сумарна потужність, що розсіюється, усього 0.5W. Так що прийде або ставити два півватні резистори, або три-чотири резистори розміру 1206.

 

5.9 Схема  живлення контролера (D1, R4, C3).

Після запуску  ШІМ – контролера, корду напруга його живлення досяглася порога включення, підключаються всі його внутрішні схеми, і споживання різке зростає. Крім того, починають надходити імпульси на затвор силового транзистора, і додатковий струм споживається на перезаряд його ємності. Вихідна напруга в початковий момент дорівнює нулю, і починає плавно зростати в міру заряду вихідних конденсаторів. Зараз ШІМ – контролер працює в режимі обмеження струму – тривалість вихідних імпульсів визначається напругою на датчику струму, а ціп зворотному зв'язка не працює, оскільки вихідна напруга ще не досяглася норми. Напруга на обмотці живлення також низько, і контролер харчується від енергії запасеної в конденсаторі C3. Відповідно, енергії в ньому повинне вистачити на увесь час перехідного процесу, і воно повинне бути тим більше, чим більше ємність на виході блоку.

Спочатку порахуємо  струм, споживаний контролером від  конденсатора З3. Він буде складатися із властиво струму споживання контролера (17ma max) і струму на перезаряд ємності  затвора (ми його знайшли раніше, 2ma). Тобто сумарний максимальний струм споживання складе IPWM = 19ma max.

Контролер включається  при напрузі (14.5 – 17.5)V, а відключається  при (8.5 – 11.5)V, але гістерезис постійний  і становить рівно VHIST = 6V.

Залишилося  знайти час, у плині якого буде відбуватися перехідний процес. Для цього задамося максимально можливою ємністю на виході блоку, скажемо, 4700μF, і порахуємо, за який час вона зарядиться номінальним вихідним струмом:

 (5.14)

Тепер легко  можемо знайти мінімально можливу ємність конденсатора C3:

 (5.15)

Відповідно, якщо використовувати звичайний алюмінієвий  конденсатор 100μF*25V, те можна бути впевненим, що наш блок буде стійко запускатися  при сумарній вихідній ємності до 4700μF.

При короткому замиканні на виході напруга на обмотці живлення не досягнеться рівня, достатнього для роботи ШІМ – контролера, і цикл запуску буде відбуватися періодично. Порахуємо відношення часів роботи блоку на коротке замикання й заряду конденсатора через резистори запуску, коли силовий струм не тече через елементи схеми. Розрахунки будемо вести для номінальної напруги мережі 220VAC.

Блок буде працювати  на коротке замикання в перебігу часу, коли конденсатор C3 розряджається  струмом споживання контролера 19mA на величину V_HIST = 6V:

 (5.16)

Заряд З3 буде відбуватися  через резистори запуску сумарним опором 200 До струмом, відповідно:

 (5.17)

Звідки час  заряду:

 (5.18)

Відношення ton:toff складе 0.08. Насправді ця величина їсти просте відношення струму заряду конденсатора З3 до струму його розряду, тобто ton : toff = ICHARGE : IPWM. На практиці це означає, що перегрів блоку при короткому замиканні буде в 12.5 раз менше при періодичному його перезапуску чому при постійній роботі в режимі короткого замикання. Але це співвідношення залежить від вхідної напруги – чому воно більше, тим більше буде перегрів блоку при короткому замиканні.

 

5.10 Ланцюг  придушення викиду від індуктивності  розсіювання (D2, R3, C2).

Раніше ми вже  розглянули роботу різних варіантів, що демпфірують ланцюгів, і тепер розрахуємо його для нашого випадку.

Напруга на демпфері в нашому випадку бажане мати не більш 220V, тоді при максимальній вхідній  напрузі 264VAC (372VDC) напруга на стоці  силового ключа буде близько до максимально  припустимого.

Конденсатор С2 повинен мати досить більшу ємність що б пульсації на ньому були невеликі, але й вище певного межі вибирати цей конденсатор немає ніякого сенсу – збільшуються габарити й ціна. У нашому випадку цілком розумним буде вибрати С2 як керамічний конденсатор розміру 1206 0.01μF, 500V. На жаль, оцінити пульсації на ньому можливо тільки у випадку використання швидкого діода демпфера – але по великому рахункові вони й не настільки істотні. Без обліку часу відновлення зворотного опору діода D2 пульсації на С2 будуть:

 (5.19)

Занадто малий C2 приводить так само до додаткових коливань у резонансному контурі C2 + індуктивність розсіювання трансформатора – і частоту цього контуру  хотілося б мати якнайбільше.

Немає великого змісту у використанні R_CD демпфера з «швидким» діодом – набагато краще використовувати TVS, оскільки втрати енергії будуть практично тими ж самими, а напруга буде зафіксована набагато жорсткіше. Тому в нашому випадку будемо використовувати відносно «повільний» діод з максимальним часом відновлення 2.5ms S1J, і підберемо опір резистора R3 таким чином, що б при максимальному перевантаженні ( з урахуванням розкиду компонентів і параметрів) напруга V_CL не перевищувало 220V. У нашому випадку R3 = 75K. Потужність, що розсіюється на ньому, складе:

 (5.20)

Логічно використовувати  три послідовно з'єднані резистори  розміру 1206, оскільки крім розсіювання  потужності напруга велика VCL для  одиночного резистора 1206. Будемо використовувати  три послідовно з'єднані резистори 1206 27 ДО 5%.

 

5.11 Вихідний  діод (D4).

Для низьких  вихідних напруг раціонально використовувати  діоди Шоткі, що як володіють низьким прямим спаданням напруги й відмінними частотними властивостями. При більш високих виходах, починаючи приблизно від 24V, використовують супершвидкі діоди – широко розповсюджені діоди Шоткі випускаються на напругу тільки до 100V. Зворотна напруга на вихідному діоді буде складатися з вихідної напруги й «відбитого» на вторинну сторону вхідної напруги:

 (5.21)

У нашому випадку  максимальна напруга на вихідному діоді буде:

 (5.22)

 Тобто цілком  припустимо використовувати 60-вольтовий діод Шоткі. Очевидно, що середній струм через діод буде дорівнює середньоквадратичному струму вторинної обмотки, у нашому випадку 4.24А. Відповідно, втрати на вихідному діоді можна оцінити як добутку цього струму на пряме спадання напруги ( насправді вони будуть трохи менше через нелінійність вольт-амперної характеристики діода). У нашому випадку можна використовувати діод 50WQ06N або здвоєний 6CWQ06N у корпусах DPAK від компанії International Rectifier. При використанні 6CWQ06N обоє діода з'єднуються паралельно. Здійснимо розрахунок для першого діода (50WQ06N). При струмі 4.24А и температурі кристала +25°С падіння напруги на 50WQ06N сягає 0.53V, і, відповідно, втрати в діоді: 4.24А*0.53V = 2.25W. При +125°С ці втрати будуть ледве менше – 2.12W. Але до цих втрат додадуться ще втрати від протікання зворотного струму, і ця складова буде сильно рости з підвищенням температури кристала. При номінальній вхідній напрузі в 220VAC зворотна напруга на діоді складе 34.2V, і якщо при кімнатній температурі зворотний струм становить усього 0.08ma, те при +125°С – уже 11ma.

Зворотна напруга  прикладена до вихідного діода в  плині TON_(NOM) (2.14 μs), і втрати від протікання зворотного струму можна оцінити як добуток зворотного струму на напругу на діоді й на коефіцієнт заповнення (у дужках – значення для температури +125°С):

Видне, що при  високій температурі втрати від  протікання зворотного струму стають уже відчутними, але однаково перекриваються меншими втратами від протікання прямого струму. Ситуація може змінитися якщо вихідний діод обраний з незначним запасом по напрузі, тому рекомендується використовувати діоди Шоткі як мінімум з 50% запасом по напрузі. 

Оборотний увага, що, що розсіюється на вихідному діоді вже досить значна, і треба  приділяти особливої увагу питанню відводу тепла від діода. При закриванні діода й різкому наростанні напруги на ньому виникає високочастотний дребезг на коливальному контурі, утвореному індуктивністю розсіювання трансформатора, паразитною ємністю трансформатора, і власною паразитною ємністю вихідного діода. Тому іноді паралельно D4 ставлять, що демпфірує Rdcd ланцюжок. У цьому випадку ємність трохи більше, ніж паразитна ємність діода, а резистор підбирають із умови чисто аперіодичного процесу. У нашому випадку ємність діода складе близько 100pF ємність, що й демпфірує, може мати номінал в (180..200)pF. Опір резистора можна оцінити з умови:

 (5.23)

У нашому випадку  оцінний опір резистора:

 (5.24)

 Тобто опір  резистора, що демпфірує, в  20Ω цілком нормально. Потужність, розсіюючи на ньому, буде дорівнює  енергії, що запасається в конденсаторі, помноженої на частоту перетворення  й помноженої на два, оскільки  в кожному циклі буде відбуватися як розряд, так і заряд конденсатора Cd:

 (5.25)

У нашому випадку  цілком можна обійтися резистором розміру 0805.

 

5.12 Конденсатор  фільтра (С8).

Конденсатор фільтра  повинен мати двома властивостями. По-перше, його ємність повинна бути досить велика, щоб ми могли одержати стабільну петлю зворотного зв'язку. Якщо різко знизити вихідний струм від номінального значення до нуля, то ШІМ – контролеру буде потрібно, як правило, 10 – 20 тактів частоти (n_cp) перетворення для зниження коефіцієнта заповнення. Тепер необхідно задатися максимально припустимим перевищенням вихідної напруги при перехідному процесі ΔV_OUT. Мінімальна ємність конденсатора С8 при цьому буде:

 (5.26)

Чим більше ємність  вихідного конденсатора, тем менше  буде амплітуда викиду при різкому скиданні навантаження (але більше його тривалість), і тем легше буде одержати стабільну петлю зворотного зв'язку. Крім того, більша ємність знизить амплітуду вихідних пульсацій, але утруднить старт блоку й змусить збільшувати ємність на живленні ШІМ – контролера. Значимість кожного із цих факторів прийде оцінювати в кожному конкретному випадку.